摘  要：為了消除數(shù)字接收機(jī)同相與正交(I/Q)支路幅度和相位不平衡對(duì)數(shù)字接收機(jī)接收性能的影響，根據(jù)時(shí)域數(shù)據(jù)I/Q支路的功率與正交關(guān)系，提出了一種I/Q支路不平衡參數(shù)估計(jì)和補(bǔ)償方法。該方法的估計(jì)和補(bǔ)償均在時(shí)域進(jìn)行，可以在計(jì)算復(fù)雜度、估計(jì)時(shí)和補(bǔ)償性能三者之間進(jìn)行折衷；它無(wú)需導(dǎo)頻或者訓(xùn)練序列，可應(yīng)用于多種制式的單載波和多載波接收機(jī)中。仿真結(jié)果表明：利用該方法的G4QAM-OFDM系統(tǒng)誤碼率在AWGN信道下可以達(dá)到理想性能，在多徑信道下1×10-3誤碼率處的性能損失可以減小到0．1 dB左右。
關(guān)鍵詞：數(shù)字接收機(jī)； I/Q支路不平衡；時(shí)域補(bǔ)償

    由于其便于集成、低功耗和低成本的特點(diǎn)，零中頻接收機(jī)在各種數(shù)字通信系統(tǒng)中被廣泛采用。零中頻接收機(jī)在模擬域采用正交混頻，直接將射頻信號(hào)變換到基帶。然而，在采用正交混頻的接收機(jī)中(無(wú)論是零中頻還是超外差)，通常不可避免地存在著I/Q支路幅度和相位不平衡的問(wèn)題，由此造成接收系統(tǒng)的性能惡化。此外，為了在有限的帶寬內(nèi)實(shí)現(xiàn)高速傳輸，高階電平調(diào)制的正交頻分復(fù)用(MQAM-OFDM)傳輸技術(shù)被廣泛采用。對(duì)于這類系統(tǒng)，甚至輕微的I/Q支路幅度和相位不平衡就能?chē)?yán)重惡化MQAM-OFDM系統(tǒng)的解調(diào)性能，并同時(shí)影響接收機(jī)的同步和信道估計(jì)質(zhì)量。所以，研究對(duì)接收機(jī)I/Q支路不平衡進(jìn)行有效補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ瑢?duì)于提高數(shù)字接收機(jī)的系統(tǒng)性能具有重要的意義。
    對(duì)于l/Q不平衡的數(shù)字補(bǔ)償，已有不少方法。主要為兩類，一類是基于訓(xùn)練的補(bǔ)償方法，如文提出一種采用頻域訓(xùn)練序列的自適應(yīng)均衡器，用于補(bǔ)償DVB—T系統(tǒng)中的I/Q支路不平衡，然而在頻率選擇性衰落信道下，為了獲得均衡器的系數(shù)，需要大量的訓(xùn)練序列；文利用WLAN系統(tǒng)中的同步碼，在時(shí)域?qū)�I/Q不平衡參數(shù)進(jìn)行估計(jì)和補(bǔ)償，但它只能應(yīng)用于特定的系統(tǒng)中；另一類是盲補(bǔ)償方法，如文采用盲信號(hào)分離技術(shù)，無(wú)需已知發(fā)送數(shù)據(jù)，但是復(fù)雜度高；文則提出了一種基于正交頻分復(fù)用(OFDM)頻域未知數(shù)據(jù)的補(bǔ)償方案。
    本文基于QAM調(diào)制的時(shí)域未知數(shù)據(jù)在I/Q支路的功率與正交關(guān)系，直接在時(shí)域?qū)�I/Q支路不平衡進(jìn)行估計(jì)和補(bǔ)償，可應(yīng)用于多種制式的單載波和OFDM系統(tǒng)。以一個(gè)4K子載波的OFDM系統(tǒng)為例進(jìn)行了仿真，在AWGN和頻率選擇性衰落信道下分析了該方法的性能。 

l 信號(hào)模型
    射頻接收機(jī)的目的是將處于一定頻段的射頻信號(hào)變換到正交的基帶信號(hào)。考慮I/Q支路不平衡的接收機(jī)模型如圖1所示，

圖中LPF代表低通濾波器，ADC代表模數(shù)轉(zhuǎn)換器，其中所有處理單元均為一致的，而將幅度不平衡集中表示為g，相位不平衡為φ。且不失一般性，將幅度和相位不平衡均表達(dá)在Q路。
    若r(t)為射頻信號(hào)，圖1代表零中頻接收機(jī)；若r(t)為中頻信號(hào)，圖1則代表超外差接收機(jī)。下面以零中頻接收機(jī)為例進(jìn)行分析。
    進(jìn)入正交混頻器前的射頻信號(hào)表示為

其中：X(t)=XI(t)+jXQ(t)為r(t)的復(fù)包絡(luò)，ωc表示載波頻率，h(t)為多徑信道的低通等效沖激響應(yīng)，n(t)足Gauss白噪聲。若u(t)為離散反Fourier變換(IDFT)之后的時(shí)域基帶信號(hào)，圖1代表OFDM接收機(jī)；若u(t)為QAM映射后的信號(hào)，圖1則代表單載波接收機(jī)。下面以多載波OFDM系統(tǒng)為例來(lái)討論。

對(duì)于OFDM系統(tǒng)，分析數(shù)據(jù)的頻域關(guān)系是有用的。對(duì)式(5)做離散Fourier變換(DFT)可以得到

其中N為DFT長(zhǎng)度。由式(6)可見(jiàn)I/Q支路不平衡在OFDM系統(tǒng)中引起子載波問(wèn)干擾(ICI)。

2 I/Q支路的不平衡補(bǔ)償 

則可去除I/Q支路不平衡對(duì)時(shí)域信號(hào)y(n)的影響，并同時(shí)保持信噪比不變。顯然，如式(7)所示在時(shí)域進(jìn)行I/Q支路不平衡補(bǔ)償是十分直觀明了的。為此，需要估計(jì)出(g，φ)、(α，β)或者三組參數(shù)中一組即可利用式(7)在時(shí)域進(jìn)行I/Q不平衡補(bǔ)償。下面根據(jù)信號(hào)的離散形式對(duì)估計(jì)算法進(jìn)行推導(dǎo)。
    對(duì)發(fā)射的時(shí)域未知數(shù)據(jù)u(n)作如下假設(shè)：

即u(n)的I/Q兩路信號(hào)均值為零、功率相等且相互正交。對(duì)于隨機(jī)化處理后的數(shù)據(jù)，采用MQAM映射時(shí)，上述假設(shè)是成立的。u(n)經(jīng)過(guò)IDFT、多徑信道和AWGN信道得到x(n)。用一個(gè)線性FIR系統(tǒng)模型表示多徑信道h(t)，由于線性系統(tǒng)不改變信號(hào)在I/Q支路的相對(duì)功率和正交性，所以x(n)也滿足式(8)所示的關(guān)系。
    首先，考察接收基帶信號(hào)y(n)在Q路上的功率。根據(jù)式(5)得

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